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基于比例积分-准谐振控制器的直驱式永磁同步电机转矩脉动抑制方法

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资料介绍

由于受逆变器固有的非线性特性和气隙磁通谐波等因素的影响,永磁同步电机定子电流中含有大量的高次谐波分量,这些谐波电流分量与转子永磁体磁场作用,使电机产生谐波转矩脉动,特别是在直接驱动系统中,转矩脉动更为严重.针对这一问题,从转矩脉动产生的机理出发,提出一种基于比例积分-准谐振控制器的转矩脉动抑制方法.该方法根据理想谐振控制器在谐振频率点处的增益为无穷大,可以对谐振频率点处的正弦信号实现零稳态误差跟踪控制,将谐振控制器与电流环PI控制器并联,对定子电流中的谐波分量进行补偿,改善定子电流波形,实现抑制转矩脉动的目的.仿真与实验结果证明了所提方法的正确性和有效性.

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2017年10月

电工技术学报

OF CHINA

ELECTROTECHNICAL SOCIETY

V01．32

Oct．

No．19

第32卷第1

=====================================================

DOI：10．19595／j．cnki．1000-6753．tces．161355

基于比例积分一准谐振控制器的直驱式

永磁同步电机转矩脉动抑制方法

张海洋1，2许海平2方程2熊聪· ，2

(1．中国科学院大学北京

100049

100190)

2．中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室(中国科学院电工研究所)

北京

摘要

由于受逆变器固有的非线性特性和气隙磁通谐波等因素的影响，永磁同步电机定子电

流中含有大量的高次谐波分量，这些谐波电流分量与转子永磁体磁场作用，使电机产生谐波转矩

脉动，特别是在直接驱动系统中，转矩脉动更为严重。针对这一问题，从转矩脉动产生的机理出

发，提出一种基于比例积分-准谐振控制器的转矩脉动抑制方法。该方法根据理想谐振控制器在谐

振频率点处的增益为无穷大，可以对谐振频率点处的正弦信号实现零稳态误差跟踪控制，将谐振

控制器与电流环PI控制器并联，对定子电流中的谐波分量进行补偿，改善定子电流波形，实现抑

制转矩脉动的目的。仿真与实验结果证明了所提方法的正确性和有效性。

关键词：直驱式永磁同步电机转矩脉动

中图分类号：TM351

谐波电流比例积分控制

谐振控制

Method of Direct．Drive

Torque Ripple

Permanent

Suppression

Magnet

Motor Based

Synchronous

Proportional．Integral

and

Resonant Controller

Quasi

1,2

Haiping

Fang Cheng

Xiong Cong^1,2

ZhangHaiyang

of Chinese

Sciences

Academy^of

(1．University

00049 China

Beijing

of Power Electronics and

Electric Drive

Institute of

2· Key Laboratory

Electrical

Engineering

Chinese

of Sciences

100190

Academy

China)

Beijing

Abstract

Influenced

thenonlinear

characteristics of

flux

harmonics andother

^airgap

inverter,the

stator current of

I'actors，the

motor

contains

permanent

lot of

order harmonic

high

magnet synchronous

results in the motor

currents，which

direct—drive

harmonic

generating

problem，a

more serious for

based

torque ripple

torque ripple．The torque ripple

on the

new_control

method of

the

system．Focused

and

suppressing

controller is

the

of the

ideal resonant

proportional· integral

quasi—resonant

at the resonant

proposed．Because

gain

controller is

sinusoidal

state error control

infinity great

of theresonant

can be achieved for

with thecurrent

frequency,zero steady

the resonant controller in

signal

frequency．By connecting

parallel

controller and

the harmonic

with it．The

current

loop proportional—integral

andthe

currents，the

andeffectivenessofthe

validity

waveformcan be

compensating

can also be

torque ripple

improved

suppressed

simulation and

proposed

method aredemonstrated

results．

experimental

Keywords：Direct—drivepermanentmagnet synchronous

motor(DD．PMSM)，torque ripple，harmonic

contr01

current，proportional—integral(PI)control，resonant

中国科学院院地合作项目资助(YDJDBSH．2012-002)

1．16

收稿日期2016．08．30改稿日期2016．1

万方数据

电工技术学报

2017年10月

由于传统PI控制器只能对直流量实现无稳态误差控

制，不适合应用于交流信号控制的场合。近年来，谐

振控制器[13，H】引起了研究者们的兴趣，被广泛应用于

逆变器、有源滤波器等谐波控制场合[15_211。此外，人

工神经网络、扩展卡尔曼滤波等一些智能算法也被

应用到电流谐波抑制中[22-24]，但这些方法比较复杂，

在工程实际应用中不具有实用性。

与传统的低速驱动系统相比，直接驱动系统采

用低速大转矩电机驱动负载进行旋转，消除了减速

器等齿轮传动机构，具有结构紧凑、传动效率高、

动态响应快、定位精度高、噪声低等优点，使得直

驱式永磁同步电机(Direct．Drive Permanent

Magnet

Motor，DD．PMSM)在数控机床、机器

Synchronous

为了抑制转矩脉动，本文从转矩脉动产生的机理

出发，针对直驱式永磁同步电机定子电流中的5、7次

谐波分量会产生6次转矩脉动，提出一种基于比例积

分一准谐振控制器的转矩脉动抑制方法。该方法将PI

控制器与准谐振控制器并联，通过同时对电机定子电

流中含量较大的5、7谐波进行补偿与抑制，改善定子

电流波形，进而实现抑制电机转矩脉动的目的。仿真

和实验结果证明了本文所提方法的正确性和有效性。

人、机械加工及柔性制造等领域中有着广泛的应用前

景。然而由于气隙磁通谐波的存在及逆变器的非线性

特性等原因，电机定子电流中含有大量的高次谐波分

量，使电流波形发生畸变，引起电机产生转矩脉动[1，2]，

尤其在直驱系统中，由于没有传动机构，电机产生的

转矩波动将会直接作用到负载上，而负载受到扰动也

会直接传递到电机轴上。转矩脉动的存在影响了系

统的精确定位性能和低速性能。此外，它会引起系统

振动和噪声，严重时还会对系统和人身安全产生威胁。

因此，必须采取措施对转矩脉动进行抑制。

DD．PMSM转矩脉动分析

针对永磁同步电机转矩脉动抑制问题，国内外

为使DD—PMSM产生恒定的电磁转矩，要求电

机的感应电动势波形和电流波形均为理想的正弦波。

但实际中，永磁励磁磁场和定子绕组在空间上不可

能为理想的正弦分布，因此感应电动势波形一定会

发生畸变。由逆变器馈入的定子电流，经过调制虽

然可以逼近正弦波，但仍会含有大量高次谐波分量。

通常情况下，转矩脉动主要由齿槽转矩和谐波转矩

脉动两部分组成【251。齿槽转矩与定子电流无关，它

由转子永磁体励磁磁场与定子铁心相互作用产生。

谐波转矩脉动由感应电动势或电流畸变产生，是转

矩脉动的主要部分，本文主要对其进行研究。

学者进行了大量研究工作。目前，主要集中在两个方

面：①从电机本体设计的角度出发，对电机的结构进

行优化设计，改善永磁体磁场的分布，抑制电机本体

的非理想特性，主要有斜槽斜极法、定转子磁路设计

法、改善电机绕组分布法等[卜4]；②从电机控制策略

入手，对控制系统进行优化设计，改善电机定子电流

波形，抑制由于电流谐波引起的转矩脉动。文献[5]针

对逆变器死区效应引起的谐波电流，提出采用前馈

补偿的方式对谐波电流进行抑制，但该方法在抑制由

其他原因引起的谐波电流上效果不明显。文献[6—8]通

过判断相电流的极性，对输出误差电压矢量进行补

偿，抑制死区效应产生的影响。但该方法需要对相电

流的极性进行判断，当电流较小时，会出现错误的判

在分析转矩脉动时，假设：①磁路不饱和，不考

虑铁心损耗、电枢反应和永磁体的阻尼作用；②转子

磁场关于磁极中心线对称分布；③定子绕组三相对称；

④定子电流中不含偶次谐波。若定子三相绕组为星形

联结，且没有中线，则定子相电流中不含3次及3的

倍数次谐波。因此，在感应电动势基波分量和定子电

断结果，这将影响控制效果。文献[9]中基于同步旋转

坐标变换，针对电流中含量较大的5、7次谐波电流

分量，分别在5、7次d．q同步旋转坐标系下，使用

PI控制器实现对5、7次谐波电流的抑制，效果较好，

但计算量大，需要设计多个PI控制器，进行参数整

定时需要较强的工程经验。此外，有学者提出采用迭

流基波分量二者同相位的情况下，可得电磁转矩疋为

l(f)=六[％(f)fA(t)+eB(f)fB(t)+ec(f)电(f)]

o‰

(1)

=To+T6cos(6tOrt)+T12COS(12COrt)+

代学习控制器、重复控制器等与PI控制器相结合的

复合控制方案抑制永磁同步电机的转矩脉动[10-12]。

=五十瓦。nn酬。

瓦2麦【Em，u瓦su‰ ，m，叫

(2)

瓦2壶[(瓦，一瓦s)‘-+(瓦-· 一瓦。)厶s+(瓦。，+瓦，)L，+．．．]

互z

2瓦3。、E。ts一瓦t-)‘t+(Em-，一瓦，)L，+(em。，一瓦，)L，+．．．]

万方数据

第32卷第19期

张海洋等

基于比例积分一准谐振控制器的直驱式永磁同步电机转矩脉动抑制方法

式中，如为平均转矩；死、乃2分别为6次、12次谐

波转矩；死。。。。。i。为总的谐波转矩；CO，为转子电角速

度；Q。为转子机械角速度，骗与09。之间满足嘶铆。骗，

其中‰ 为电机极对数；五★l、E。5、E。7、E。1l、E。13、

风17、风19分别为感应电动势基波、5、7、11、13、

17、19次谐波分量；k。、k5、k-、k11分别为定子

电流基波、5、7、11次谐波分量。

式(6)可知，转速将会产生和转矩相同频率的脉动。

因此，为提高DD—PMSM的性能，必须采取措施对

转矩脉动进行抑制。

在a．b．C静止坐标系下，5、7次谐波电压向量

的旋转方向分别与基波电压向量的旋转方向相反和

相同，速度分别为5co，和70)，。假设DD．PMSM定

子三相电压中含有5、7次谐波分量时，三相电压U。、

Uh、材。可表示为

式(2)表明，次数相同的电流与电动势谐波作

用产生平均转矩，不同次数的电流与电动势谐波作

用产生谐波转矩，其频率为基波频率的6倍次。各

次谐波转矩的含量与电流和感应电动势谐波的含量

有关，其主要成分是6次谐波转矩。

f“。=“1 sin(mrt+皖1)+“5 sin(～50)，t+Ou5)+

梯7

sin(7co，f十Ou7)+

I“b=％sin(co，t+或1—120。)+“5 sin(一509，t+包5—120。)+

“7

sin(7co，t+包7—120。)+

I“。=“l sin(co，≠+皖j+120。)+“5 sin(一50)，f+晓5+120。)+

DD．PMSM数学模型

甜7

t+包7+120。)+

sin(7co

DD—PMSM在基波d—q同步旋转坐标系下的电压

方程为

(7)

式中，“。、吼，分别为基波电压的幅值和初始相位；

U，、0。5分别为5次谐波电压的幅值和初始相位；U，、

0。-分别为7次谐波电压的幅值和初始相位。

采用幅值不变的约束条件，将式(7)中a．b．C静

忍

尼

厶

咖

．h

．：q

^一q

厶

．_

．b qy

‰

厶

屯i啦百

止坐标系下的三相电压变换到基波d-q同步旋转坐

标系下，得到

式中，Ud、U。分别为定子电压的d、q轴分量；id、

i。分别为定子电流的d、q轴分量；R。为定子等效电

阻；Ld、Lq分别为d、q轴等效电感；忻为电机转子

永磁体磁链。

cos(-6cort+o

』％2Udl+“s

【“q=“ql+“5

s、)鸠cos(6qt+％)+”’(8)

sin(一6cort+Oq5)+“7 sin(6cott+0u7)+

式中，蜘。、甜。。分别为基波电压的d、q轴分量。

对于本文所用的表贴式直驱永磁同步电机，当

采用基于id=0的矢量控制时，其电磁转矩方程为

同样地，将三相电流变换到基波d．q同步旋转

坐标系下，可以得到

4)J

Rtt_q

iq=’．q

t』

丢。i

( 4 n p g ／ f t _{cosO(-6co：+0,s、)+i7}

』{d=fdt+f5

c。8(6皱。+谚：)+’‘‘(9)

lfq=l’qI+毛sin(一6tOrt+25)+弓sin(6co，t+27)+

式中，觑为转矩系数，反=1．5np蜥。

机械运动方程为

式中，id】、i。1分别为基波电流的d、q轴分量；i5、

0，5分别为5次谐波电流的幅值和初始相位；i7和0，，

分别为7次谐波电流的幅值和初始相位。

(5)

了孥：t一墨一B。珐

式中，死为负载转矩；，为转子转动惯量：B。为粘

传统基于fd=0的DD．PMSM矢量控制系统框

滞系数。

图如图l所示。

由式(5)可得电机转速与转矩问的传递函数为

啪)=盟专掣(6)

DD．PMSM稳态运行过程中，当只有基波时，

式(3)和式(4)中的各项均为直流量。但由于受

气隙磁通谐波、逆变器非线性特性等因素的影响，

电机反电动势、定子三相电压、电流波形会发生畸

变，含有5、7、11、13次等一系列谐波分量。由式

(2)和式(4)可知，这些谐波电流分量会使电机产

生转矩脉动，其中对电机运行影响最大的为5、7次

谐波分量，它们会引起电机产生6次转矩脉动。由

图1

传统基于ia=0的DD-PMSM矢量控制系统框图

The schematic

of conventional vector

Fig．1

diagram

control for DD· PMSMbased on

id=0

万方数据

电工技术学报

2017年10月

系统和数字系统中都不易实现。此外，由于理想谐

振控制器在谐振频率点外的增益急剧下降，当电机

转速波动引起电机实际频率在谐振频率附近发生波

动时，不能对高次谐波进行有效抑制。因此，要对

理想谐振控制器进行改进，采用如式(13)所示的

准谐振控制器的结构形式代替，其传递函数为

由于传统PI控制器只能对直流信号进行无差

控制，当电流中含有交流分量时，PI控制器不能产

生有效的电流指令对其进行补偿。由式(8)和式(9)

可知，经过d—q坐标变换后，a．b．c静止坐标系中的

5次负序分量和7次正序分量均变换成6次分量。

由于谐振控制器能对谐振频率点处的正弦信号实现

零稳态误差控制，根据该特性，本文在d．q坐标系

(13)

G ：了垡生

中，对d、q轴电流PI调节器均采用并联一个谐振

频率为6090(COo为基波电角速度)的准谐振控制器

S‘+2coos+092

式中，CO。为截止频率。

的方式，同时对谐波含量较大的5、7次谐波电流进

行控制，达到抑制6次谐波转矩脉动的目的。

3．2

比例积分．谐振控制器的设计

根据第1节分析，定子电流中的5、7次谐波分

量会导致电机产生6次谐波转矩脉动。由于在基波

d-q坐标系下，5、7次谐波电流均表现为基波频率

COo的6倍频，因此本文对d、q轴电流均采用将谐

振频率为6coo的准谐振控制器与PI调节器并联的

方式，通过抑制定子电流中的5、7次谐波分量，实

现对6次谐波转矩脉动抑制的目的。电流环比例积

基于比例积分．谐振控制器的控制方法

3．1谐振控制原理

理想谐振控制器的传递函数为

，，扛。

(10)

fsl={堑；

S‘+缈‘

式中，ki，为控制器的积分系数；∞为谐振频率。

根据永磁同步电机控制系统的结构原理，建立电

流内环的结构简图，如图2所示。图2中，GO)为控制

器传递函数，不考虑逆变器的非线性，用一个比例环节

琊wM来代替，E为电机反电动势，kf为电流的给定信

号，‰ 为电流的反馈信号，厶。。为电流输出。

分一准谐振控制器的结构框图如图3所示，其中“：、

“：分别为逆变器d、q轴的电压指令值。

图2

电流环结构框图

Block

ofcurrent

loop

Fig．2

diagram

根据图2，得到输出电流的闭环传递函数为

图3 电流环比例积分．准谐振控制器结构框图

ou‘

Current

with PI and

quasi

Fig．3

止+K+KPwM【J1J

止+尺+孟，PwMG(s)“

loop diagram

f一面百磊1雨E

。五KKp+wMKG一(S)u【JJ

resonant controller

(11)

对于理想谐振控制器，其在谐振频率COR。。处的

增益为

当电流中的直流分量经过PI控制器时有

f，

危．

Udl

21％l+2 (若一‘。)

＼‘

0(3(12)

(14)

GR(41。：，‰ =

(‘～lq。)

‰ =k等

5、7次谐波电流分量经过谐振控制器时有

由式(12)知，理想谐振控制器在谐振频率点

处的开环增益为无穷大，因此，式(11)中第一项

约等于厶。f，第二项基本上等于0，电流环输出电流

有厶。。=厶。f，表明谐振控制具有零稳态误差跟踪和

抵抗外界扰动的能力。

万

然而在实际系统中，由于受元器件参数精度和

数字控制系统精度的限制，理想谐振控制器在模拟

i_塑一

万方数据

第32卷第19期

张海洋等基于比例积分．准谐振控制器的直驱式永磁同步电机转矩脉动抑制方法

增益也逐渐增大；∞。的变化不仅影响控制器的增益，

还会影响控制器的带宽。随着∞。的增大，控制器的

增益和带宽都会增大。理想情况下，ki，和∞。越大越

好，但k过大时，会使系统的稳定性和收敛性受到

影响。∞。过大时会影响控制器的选频特性，使控制

性能变差。因此，需要根据系统的实际情况，综合

考虑确定最佳的ki，和∞。。

式中，U护U．，分别为谐振控制器输出的d、q轴补

偿电压分量；id2、i。2分别为反馈电流中6次交流量

的d、q轴电流分量；吞f：为电流指令值：％1、kil

与kp2、ki2分别为d、q轴电流PI控制器的比例和

积分系数；kirl、‰ ，2分别为d、q轴电流准谐振控制

器的积分系数。

因此，逆变器的电压指令值为

由式(13)可知，准谐振控制器输出电压y(s)和电

流误差耶)的函数关系可表示为

甜

”

甜

“

／L

、，

幽如

●d●q

，●●●●，、●●L

3．3控制器参数的整定与实现

，

盼幕=蒜

比例积分一准谐振控制器参数的整定就是对

PI控制器参数和准谐振控制器参数的整定。其中，

可根据内模原理[26】对PI控制器参数进行整定，本

文主要针对准谐振控制器参数进行整定。图4给

出了准谐振控制器在不同情况下的Bode图。其中，

利用式(18)对式(17)进行等效，得

y(s)={[2k哝E(s)一K(s)一砭(s)]

(18)

巧(S)=2cocY(s)

图4a为∞。恒定，‰ 变化；图4b为‰ ，恒定，∞。

变化。

％(J)=三S∞2y(J)

由式(18)可以得到准谐振控制器的等效原理框图

如图5所示。

图5 准谐振控制器等效原理框图

角速度，(rad／s)

(a)k变化时的Bode[习

schematic block

diagram quasi—

Fig．5

Equivalent

resonant controller

因此，通过使用反馈的方法将式(17)离散化，得

到准谐振控制器在数字系统中的实现。对式(18)进行

离散化，得到

败=Y¨ +l(2墨，cocek一。一Vl(k_j)--屹(¨ ))

2cocyk—I

q(☆)2

屹(女)2匕(女一1)+l国2Yk—l

(19)

角速度／(rad／s)

抽=Yk

(b)‰ 变化时的Bode[硐

ek—I

图4 参数变化时准谐振控制器的Bode图

vl(k—1)2 v1(女)

Bode

ofthe

resonant controller

quasi

Fig．4

diagram

with

V2(k—11

v2(k)

parameters varying

式中，兀为采样周期。

由图4可以看出：ki。变化仅对控制器的增益产

由式(19)和图5可以看出，控制器结构简单，且

比较容易数字实现。

生影响，随着ki，的增大，控制器在谐振频率点处的

万方数据

电工技术学报

4仿真与实验

4．1

仿真分析

在Matlab／Simulink环境下，建立基于比例积

分一准谐振控制器的直驱式永磁同步电机转矩脉

动抑制算法的仿真模型，对采用算法前、后系统稳

态运行时的谐波电流与转矩脉动进行对比分析。本

文仿真模型中直驱式永磁同步电机模块采用

Matlab自带的线性电机模型，未考虑气隙畸变的影

响，通过设定逆变器的管压降和死区时间，引入谐

波电流对本文算法的有效性进行验证。仿真和实验

所用直驱式永磁同步电机参数见表1，逆变器参数

见表2。

叫问／s

(a)加入算法前A棚电流波形

日q间／s

表1 直驱式永磁同步电机参数

(b)方¨ 入箅法前电磁转矩波形

Tab．1

Parameters ofDD．PMSM

参数

数值

猢舳

∞

姗∞

吲鳄

频率，Hz

c)加入算法前A桐电流FFT分析频潜

Ⅲm

Ⅲ

一～～唧啪州硼

加独

唧

表2逆变器参数

Tab．2

Parameters of the inverter

参数

数值

Ⅲ

砜。^r

载波频率瓜Hz

载波周期／us

Tdll,tS

IGBT开通时间／us

。

：

IGBT关断时间／／as

IGBT正向导通压降，v

续流二极管导通压降Ⅳ

时『'fi]is

(a)加入算法后A棚电流波形

电流环PI调节器参数为：kpl=‰ 2=27，盔1=ki2=

115，准谐振控制器参数为：bl=kir2=500，∞。=10^rad／s。

图6和图7分别为电机在给定转速120 r／min，

甚

■

一

目

鬈

电流基波频率为40 Hz，负载转矩为100 N· m时加

入基于b匕例积分一准谐振控制器的转矩脉动抑制算

法前、后，A相电流和电磁转矩的仿真对比波形及

FFT分析频谱。

筐

曲

时『'H}is

b)JJ仃入算法后电憾转矩波形

万方数据

第32卷第19期

张海洋等

基于比例积分一准谐振控制器的直驱式永磁同步电机转矩脉动抑制方法

一摹)(兰惫。娶髫桀七一：睿托

频率／117

c)加入算法后A棚电流F盯分析频谱

￡

篓塞

之坌

：求

招}rv

萋誊：

士戈4

m簪}正2

托

蜥率／||，

200 400 600 800

l 000 200

一d· 抓人冀；E：尊雹{萎4÷ 串】|1分h$Ⅱ!，西

蛳率，7H，

(d)加入算法后电磁转矩FFT分析频谱

n’=120

图8 r／*=30

r／min时加入算法前的仿真结果

Simulation results before

the

proposed

图7

r／min时加入算法后的仿真结果

Fig．8

adopting

when聆+=30

r／rain

algorithm

Simulation results

after

the

proposed

Fig．7

adopting

when疗+=120 r／min

algorithm

邂

对比图6和图7可以看出，在加入算法前，电

机电流波形出现畸变，转矩脉动幅值波动较大，A相

电流总THD值为6．82％，5、7次谐波电流THD值

。

呈

女

惫2

创

N· m。

分别为5．07％、3．42％，6次转矩脉动量为2

—8

时|1}=t]／s

加入算法后，电机电流波形的正弦度明显得到提高，

转矩脉动得到有效抑制，A相电流总THD值为

3．04％，5、7次谐波电流THD值分别下降到0．9％、

0．69％，6次转矩脉动量下降到0．25 N· m。

a)加入算法后A柏电流激形

善1

105

耋Z

l(Jo

求

为验证基于比例积分．准谐振控制器的转矩脉

1_一1’■r¨ 一1’”一1 _一’

誊95

口9(】

动抑制算法在低速低频下的性能，在给定转速为30

N· m

r／rain，电流基波频率为10Hz，负载转矩为100

0．34

0．36

040

时M／s

(b)如I入算法后电磁转矩波形

时，对本文所提算法进行了仿真。图8和图9分别

为加入转矩脉动抑制算法前、后A相电流及电磁转

矩的仿真波形及FFT分析频谱。

墨一12

裂琴lO

笔刍8

3之6

砑芝4

赴阻2

频率／Ilz

c)JJ口入算法后A十¨ 电流FF7I’分析频谱

．-L—．．J_—．L—．．————_L—．——_-，．．．．．．．—一

200 250

300

一

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Id肋JI八算法后电僦妖^醯FFSJ"斩别{谱

一L--I

蓄95

丑]

胛+=30

图9

r／min时加入算法后的仿真结果

98．知—1专_]港r—衣万—百巍—耐()

Simulation results after

the

proposed

Fig．9

adopting

时I"j／s

when，2+=30 r／min

algorithm

万方数据

电工技

对加入算法前、后A相电流和电磁转矩进行

FFT分析，电流总THD值由8．33％下降到1．79％，

5、7次谐波电流THD分别由6．55％、4．16％下降到

0．78％、0．57％，6次转矩脉动量由3．78 N· m下降到

0．23 N· m。因此，本文所提基于比例积分一准谐振控

制器的转矩脉动抑制方法在低速低频下也具有很强

的转矩脉动抑制能力。

图l

实验刚农蚍式l‘1．!姒永磁l-d步fU机及驱x动控制系统

The Sullface DD—PMSM and drive control

system

Fig．1

图10为转速给定值为n+=90r／min，电机带不

同负载时，加入转矩脉动抑制算法前、后A相电流

THD值随负载变化的仿真结果。由图10可以看出，

在电机带不同的负载下，本文所提转矩脉动抑制方

法也能够有效抑制定子电流中的谐波分量，从而使

转矩脉动得到有效抑制。

experimental platform

图12为转速给定值n+=90r／min时，加入转矩

脉动抑制算法前、后A相电流的实验波形及FFT分

析频谱。图13为加入转矩脉动抑制算法前、后电磁

转矩的实验波形及FFT分析频谱。

孬}

萋七心。^v氍ii然i^i棚

时问(20ms／格)

掣}

(a)加入算法前A相电流波形

n’=90

图10

r／min时，A相电流THD值随负载

变化的仿真结果

_Fig．10 Simulation results of_phaseA currentTHD

with different loads when n*=90 r／min

varying

时删(20ms／格)

b)加入算泫后A*H电流波形

4．2

实验研究

根据第1节对转矩脉动的分析，定子电流中的

5、7次谐波电流与转子永磁体基波磁场作用会产生

6次转矩脉动。为验证本文所提基于比例积分一准谐

振控制器的转矩脉动抑制算法的正确性和有效性，

搭建了实验平台，对加入转矩脉动抑制算法后5、7

次谐波电流的THD值和6次转矩脉动的含量进行

了分析，并与未加入转矩脉动抑制算法时5、7次谐

波电流的THD值和6次转矩脉动的含量进行了对

比。实验系统以DSP—TMS320F2812为控制核心，

主电路采用不可控整流电路，逆变电路采用三菱公

司的智能功率模块(IPM)，开关频率为10kHz，电

机参数与仿真模型中参数保持一致。利用转矩估测

算法对电机的电磁转矩进行估测，将测量出的数据

通过串口通讯保存到上位机中，利用Matlab软件

绘制出估测的转矩波形，并与使用JN338型智能数

字式转矩转速测量仪测量的电机转矩进行对比。实

验用表贴式直驱永磁同步电机及驱动控制系统如

图11所示。

频率／Hz

c)加入算法fihA十L1电流FFT分{_ri_频谱

*自啤一／I lz

(d)加入算法后A$11电流FFT分析频谱

图12 n*=90 r／min时A相电流实验波形及FFT

分析频谱

_Fig．12

results ofcurrent waveform and

Experimental

whenn+=90r／min

frequency spectrum

phase

万方数据

第32卷第19期

张海洋等基于比例积分一准喈振控制器的直驱式永磁同步电机转矩脉动抑制方法

流进行抑制可实现对6次谐波转矩脉动的抑制。

300

250

为了进一步验证本文所提转矩脉动抑制算法的

有效性，在转速给定值n+=90r／min，电机带不同

的负载下，对本文所提算法进行了实验验证。图14

给出了A相电流THD值随负载变化的曲线。

200

150

薹100

誉50

()

时问／s

一

∞巧娜b

一■一

一

0，～M

n+=90

图14

r／min，A相电流THD值随

时间／s

负载变化时的实验结果

(b)加入算法后电磁转矩波形

_Fig．14

varying

results of_phaseAcurrent THD

Experimental

with different loads whenn。=90 r／min

从实验结果可以看出，采用本文所提算法后，

电流的THD值得到有效降低，5、7次谐波电流得

到有效抑制。实验结果表明：本文所提基于比例积

分．准谐振控制器的转矩脉动抑制算法能同时对定

子电流中的5、7次谐波进行有效抑制，验证了仿真

分析的正确性和本文所提算法的有效性。

一鬟一一羞求忙g馨硝芝一删钽

频率／Hz

(c)加入算法前电磁转矩FFT分析频谱

结论

本文从转矩脉动产生的机理出发，分析了转矩

脉动产生的原因，针对直驱式永磁同步电机转矩脉

动抑制，提出采用PI控制器与准谐振控制器并联组

合成比例积分．准谐振控制器的方法对双闭环控制

系统中的电流环进行控制，通过对转矩脉动的推导

分析和对本文所提算法的仿真与实验验证，得出以

下结论：

频率ltlz

一支一一蔓求陋ggS乒之一唰妇

(d)加入算法后电磁转矩FFT分析频谱

，l+=90

图13

r／min时转矩的实验波形及FFT分析频谱

and

torque

results

waveform

Fig．1

Experimental

its

whenn+=90 r／min

frequency spectrum

由图12可以看出，在加入转矩脉动抑制算法

前，电流波形畸变程度比较严重，加入算法后，电

流波形得到明显改善，正弦度得到提高。通过FFT

分析得到，加入算法后，A相电流THD值由37．2l％

下降到5．84％，5、7次谐波电流THD值分别由

10．09％、35．1％下降到1．74％、0．09％。

1)转矩脉动的主要成分是6次谐波转矩脉动，

其主要由定子电流中的5、7次谐波分量产生。

2)本文所提算法能同时实现对定子电流中5、

7次谐波分量的有效抑制，达到较好抑制6次谐波

转矩脉动的效果，提高了直驱式永磁同步电机运行

时的稳态性能。

实验中，数字式转矩转速测量仪测量出的电机

转矩为158 N· 1TI。由图13可以看出，加入算法前，

转矩波动幅值较大，加入算法后，转矩波动幅值得

到有效降低。对加入算法前、后测量出的转矩进

行FFT分析得到，6次转矩脉动量由35N· m下降

到3 N· m。因此，验证了6次谐波转矩脉动主要由

5、7次谐波电流分量产生，通过对5、7次谐波电

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基于比例积分-准谐振控制器的直驱式永磁同步电机转矩脉动抑制方法

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